Из неравенства (5.56) видно, что при К = 1 коэффициент трансформации принимает граничное значение

гр = л/Яб/Ян- (5.57)

Учитывая выражения (5.56) и (5.57), неравенство (5.55) запишем в виде

. тг 2В5 ?НВ /е г-0,

цц0 (р - 2пгр)

Определим коэффициент полезного действия МТК при работе на активную нагрузку. Из рис. 5.8, в очевидно, что

ч = Рн/Рс, (5.59)

где Рн - средняя мощность, выделяемая в активной нагрузке за один полупериод работы МТК; Р<. - средняя мощность, потребляемая МТК от сети.

Подставляя в равенство (5.59) значения Рн и Рс, получим

Ян \ i\{t)dt

Ч = -772- (5-60)

U к (0 dt

о

Подставляя в выражение (5.60) значение iK(t) из (5.36) и интегрируя, будем иметь

г|=1--2RKR6BslwK-- ; (561)

(Ry6 + R6wt)w0um--55-щ-

После подстановки в формулу (5.61) значений дак и шб из (5.54) и (5.58) и упрощения выражение для коэффициента полезного действия МТК принимает вид

Т1=1--ш-. (5.62)

При значении коэффициента К - 1 выражения (5.54), (5.58), (5.56), (5.62) запишутся так:

тр= №оГ7(В-2 гр) = (5-63)

гр = УЛЛ; . (5.65)

В - 2гагр

Г|гр =1 2~~1- 56

По выражению (5.66) на рис. 5.16, а построены соответствующие кривые при изменении коэффициента усиления В транзисторов для следующих параметров МТК: RH = 10 н 100 Ом; /?б = Ю и 100 Ом.

Граничные значения параметров МТК не удовлетворяют требованиям по значению КПД и по условиям запуска при пониженных температурах окружающей среды. Поэтому параметры МТК необходимо определять из выражений (5.54), (5.58), (5.61), исходя из требуемого уровня КПД, при известных значениях U , R , RrJt В, Bs, I, д и коэффициента К, значение которого

в 12 15 18 21 24- 27 30 3S

) I I -1 I I I 1 I I-1

О 0,3 0,6 0,3 1,2 1,5 1,8 2,1 2,4 2J

f-- л-

Рис. 5.16. Зависимости коэффициента полезного действия МТК: а--от коэффициента усиления в для сочетаний параметров

; - Лн = 10 Ом; 6=Ю Ом; 2 - Лн=10 Ом; Яд = 100 Ом; 3 - Лн = 100 Ом; Лб = 10 Ом;

4 - н = 100 Ом; Л6 = 100 Ом

б- от коэффициента трансформации

- -расчет; . . . -эксперимент

выбирается окончательно после экспериментальной проверки работоспособности МТК такое, чтобы обеспечивались как устойчивый запуск при минимальной температуре, так и надежный срыв колебаний при повышенной температуре. Если не удается обеспечить эти условия выбором коэффициента К, необходимо ввести дополнительное отпирающее напряжение смещения на базы транзисторов МТК.

На рис. 5.16,6 представлена зависимость коэффициента полезного действия МТК от коэффициента трансформации п при различных сопротивлениях в цепи базы транзисторов и при нормальной температуре окружающей среды. Сплошной линией на рис. 5.16,6 показана кривая зависимости r\ = f(n), построенная по выражению (5.62) при RH = 120 Ом; U = 27 В; В = 12; К = = 6; R6 = 20 Ом. Экспериментально снятая кривая зависимости и для тех же данных и при wK - 40 показана на рис. 5.16,6 пунктиром (кривая /). На этом же рисунке приведена кривая 2 той же зависимости при включении диода КДЮЗА в цепи баз транзисторов VT1, VT2 вместо резистора /?б (см. рис. 5.8, в). Из

сравнения кривых (рис. 5.16,6) видно, что на практике значение КПД получается несколько ниже, чем вычисленное по выражению (5.62). Это можно объяснить тем, что в выражении (5.62) не учитывали падение напряжения на открытом транзисторе и на активном сопротивлении обмотки wK, а также потерн на переключения.

Потери мощности в цепях МТК. Потери мощности на переключения внутри интервала коммутации (0 < а < ак) для МТК во много раз меньше этих потерь на конце интервала (а = ак), несмотря на большую частоту переключений транзисторов. Это объясняется тем, что в МТК всегда открытый транзистор своим насыщенным коллекторно-эмиттерным переходом шунтирует аналогичный переход запертого транзистора. Сказанное будет справедливо с момента начала запирания одного из транзисторов и отпирания другого, так как время включения транзистора всегда меньше времени его запирания.

По указанным причинам потери мощности на переключения внутри интервала коммутации (0 < а < ак) в МТК будут равны

откл (к -э Г а>к) к^з/мтк>

где ык-э - падение напряжения на насыщенном переходе коллектор - эмиттер МТК-

Так как потери мощности на переключения в полупроводниковых ключах ВД при ак а Т3 определяются выражением

р г; / т f

-пер 1 2 пк* отклоткл-1 з/к

ТО ПрИ 1К = 10ткл

-£*пер пкоткл /к

откл 2 (ик э-(- 2uaiK) ?мтк

Обычно в ВД £/откл 2£/; ик э<1В; uWK = uW(./n я* 0,1 В. Тогда при f/ = 34 В и snK = 3

пер/откл (/к мтк) Ю .

Для реально выполненных ВД с МТК

/мтк *** (5 ... 20) /к max и Рпер/Роткл ~ 5 . . , 20.

Суммарные потери мощности на переключения в ВД с МТК составляют

Pnep ~f~ откл - О >05 ... 1,2) Р

Хотя потери мощности на переключения в МТК больше, чем у обычных ПК, на 5-20%, общие потери мощности на управление и переключения в ВД с МТК будут наименьшими. Покажем это.

Потери мощности на управление МТК можно определить из выражения

р Акыном.

у. мтк tag п >

где иШб ~ (1 ... 1,5)кэ б.нас; кэ б. ас - напряжение на входе насыщенного транзистора МТК; ik. ном- номинальный ток в цепи нагрузки (секции якорной обмотки) МТК; п pmin. С учетом изложенного можно записать

Р ~ П 1 и к- ом

1 у. мтк К1 1 Iй/ э-б. нае а .

Потери мощности на управление двухтранзисторным составным ПК определяются из выражения

у. сост - - - э-б. нас 2 \ a Т к-з'к. нош

Pmin Pmin

где kt= (4...20) -кратность изменения тока в секциях ВД; ku= = (3...5) -коэффициент, равный отношению напряжения источника управляющего напряжения к напряжению иэ-в. нас-

Потери мощности на управление обычным однотранзистор-ным ПК равны

с1ииэ-б> нас

Учитывая, что для большинства современных транзисторов к э 0,5 из-б.нас из выражений для потерь мощности на управление различными ПК и их переключения получим

Ру. мтк

Рпер/Ру.мтк = (70... Ю0)рт!п7Ук~2...8; Ру/Ру.мтк (0,7..-1)М 16...80;

Ру-сост ~ (1 4 ... 2) + (0,3 . .. 0,5) (2 + Pmin) 8 ... 20.

Значения приведенных выше соотношений были получены для усредненных коэффициентов и для ртт = 10, fK = 500 Гц.

Т3 = (5...20) - Ю-6 с.

Из рассмотренных соотношений видно, что суммарная мощность потерь в коммутаторе с МТК в сравнении с обычными известными схемами может быть меньше в несколько раз. Это позволяет снизить массу на единицу мощности ВД за счет уменьшения размеров теплоотводов.

5.3. Датчики ЭДС вращения

Работа ВД в составе электропривода предполагает наличие датчика частоты вращения, использующегося для получения сигнала обратной связи в замкнутой системе регулирования. Основ-

ными требованиями к таким датчикам являются бесконтактность, малое потребление энергии, технологичность в изготовлении, минимальные пульсации выходного напряжения. Если датчик требует дополнительного источника питания, то для этой цели должны использоваться источники, уже имеющиеся в схеме коммутатора. Кроме того, при отклонении внешних условий от нормальных необходимо, чтобы дополнительная погрешность датчика была минимальной.

Рис. 5.17. Принципиальные схемы датчиков ЭДС вращения

В качестве датчиков частоты вращения применяются как отдельные устройства (например, синхронный тахогенератор совместно с выпрямителем), так и схемы, позволяющие выделять тахометрический сигнал из выходного напряжения ДПР или е пассивных секций якорной обмотки электродвигателя.

В научно-технической литературе достаточно подробно описаны варианты и схемы выполнения датчиков частоты вращения на основе синхронных тахогенераторов, импульсных датчиков, которые позволяют получить в замкнутых системах точность стабилизации частоты вращения 0,5-1 % [9]. В связи с этим рассмотрим в большинстве своем оригинальные схемы датчиков ЭДС вращения, позволяющие существенно уменьшить пульсации и повысить крутизну выходного напряжения и улучшить тем самым качественные показатели замкнутых электроприводов. ...

На рис. 5.17 представлена известная схема 1 [9], где получение сигнала, пропорционального ЭДС вращения, основано на использовании ЭДС, наводимой в секциях якорной обмотки ВД. ЭДС секций Ы - L3 выпрямляется диодами VD1 - VD3 и через резистор R подается на вход (резистор RBX) сравнивающего устройства (СУ), на второй вход которого подается управляющий сигнал у. Выходное напряжение СУ управляет работой регулятора Р, задающего режим работы ВД. Точность регулирования частоты вращения и плавность вращения ротора ВД тем выше, чем больше крутизна и меньше уровень пульсаций сигнала на входе СУ. В схеме 1 этот сигнал имеет невысокую крутизну и значительные пульсации.

Схемы 2, 3, 4 (рис. 5.17) позволяют повысить крутизну и снизить пульсации сигнала на входе СУ [47-49]. Принцип действия схем основан на использовании выпрямителя ЭДС вращения в режиме источника тока. Это обеспечено введением в цепи диодов выпрямителя высокоомных резисторов. На рис. 5.18 даны временные диаграммы напряжений на резисторе RBX приведенных схем.

Рассмотрим работу схем, считая ЭДС секций синусоидальными и одинаковыми по амплитуде.

Схема 2. Здесь выполняется условие R RBX, поэтому ток через резистор RBX будет равен сумме токов, протекающих через все резисторы R, а напряжение на входе СУ (wcy на рис. 5.18) определится суммой

Оа, а2

Рис. 5.18. Временные диаграммы, поясняющие работу датчиков ЭДС вращения

ысу = К, + ы2 + ы3,

(5.67)

где и, ы2 из- напряжения на резисторе /?вх, обусловленные протеканием токов через резисторы R под действием ЭДС пар секций L1 и L2, L2 и 13, L1 и L3 соответственно. Относительное среднее значение (крутизна) напряжения ысу определяется выражением

5 ысу d (Qt)

(5.68)